Для IRG4PC50U из файла IRG4PC50U.PDF, взятого с сайта ПЛАТАН:
Оптимальная частота 8-40кГц. >200кГц в резонансном режиме.

Возможно, при таком напряжении дуга и будет зажигаться, но варить будет одно мучение. Не даром Uхх промышленных сварочных источников постоянного тока составляет 60-70В.

Та же, что и до ремонта. Т.е. соответствует паспортным данным - сварочный ток 5...140А, ПН100%.

В подобных устройствах IGBT транзисторы имеют безусловное преимущество перед MOSFET.
Например, при токе 50А и температуре кристалла 125гр.С, на IRG4PC50U падает 2В, а на "баяне" из трёх IRFP460 8...9В (при скважности 2 - 200Вт рассеиваемой мощности).

Ничего страшного нет в том, что магнитопровод набирается из нескольких сердечников. Это делается сплошь и рядом. Главное это доступность и цена материала. В иностранной литературе Bs, Bm, Br, Hc трактуются аналогично. В Инете куча информации по импортным ферритам (достаточно набрать в ЯНДЕКСЕ - "параметры ферритов", например). Для начала можно сходить на http://www.samwharu.ru и http://koi.copris.com/ferropribor/default_r.htm.

Магнитная индукция насыщения- это максимальная плотность магнитного потока (при достаточно большой напряжённости поля). Разумеется, чем большее значение допускает используемый материал, тем лучше.

Разумеется, связана с Bs (обычно не превышает 70..80% от Bs).

Да, чем меньше тем лучше, особенно для однотактных преобразователей.

Да, чем меньше тем лучше. Характеризует потери на гистерезис.

Характеризует зависимость индукции от напряжённости на начальном участке кривой намагничивания материала (характеризует магнитную проводимость материала). Для рассматриваемого случае желательно, чтобы МЮн>400.

Надеюсь, что в правильно сконструированном трансформаторе температура сердечника не достигнет этой точки :).

Обычно указывается для определённой частоты. Разумеется, чем меньше, при используемой частоте, тем лучше.

ННС - никель-цинковый феррит для средних и сильных полей. НМС - марганец-цинковый феррит для средних и сильных полей.

Возможно, имеется в виду термостабильность материала. В любом случае при использовании материала нужно руководствоваться его магнитными свойствами при ожидаемой рабочей температуре.

Основной задачей RCD-цепочек R5C4VD3 и R6C5VD6 является снижение динамических потерь на транзисторе в момент его выключения (обычно время выключения транзистора на порядок больше времени включения и поэтому потери в момент выключения гораздо больше чем при включении). Исходя из сказанного конденсатор С4(С5) должен шунтировать ключевой транзистор в течении времени спада тока. Например, для IRG4PC50U время спада tf =120nS(типовое значение при температуре кристалла 150гр.С). Если инвертор работает на индуктивную нагрузку (ток во время выключения практически не меняет своего значения) и максимальный ток равен 46.7А, то емкость конденсатора можно найти по формуле C=Iмакс*tf/Uп=46.7*120*10-9/220=0.025мкФ (считаем, что Uп под нагрузкой составляет 220В). В оригинальной конструкции уже стоял конденсатор 0.03мкФ (3*0.01), который и решено было оставить без изменений. Зная ёмкость конденсатора и частоту коммутации F можно определить мощность рассеиваемую на резисторе R5(R6) - Pr=F*0.25*Uс2*С=30000*0.25*2202*0.03*10-6=11вт. Резистор выбирается из соображения TRC=R*C<<0.5/F. При этом резистор должен иметь достаточную величину, чтобы при открытии транзистора ток через него не превысил максимально допустимый.
Разумеется, RCD-цепочка способствует уменьшению перенапряжений, возникающих в схеме при неудачной компоновке и большой индуктивности рассеяния трансформатора, но лучшим способами борьбы с перенапряжениями всё же надо признать продуманную компоновку.

При самостоятельном изготовлении источника, емкость конденсатора RCD-цепочки можно снизить, что несколько увеличит потери на транзисторе, но уменьшит суммарные потери в транзисторе и RCD-цепочке. В книге П.А.Воронина "Силовые полупроводниковые ключи", для выбора ёмкости этого конденсатора, рекомендуется следующая формула C=0.22*Iмакс*tf/Uп=0.22*46.7*120*10-9/220=5600пф

Привет, Алексей!
Разумеется, из листа железа толщиной 20мкм Ш-образный сердечник не сделать :). Для ферритов же таких ограничений не существует. Насколько мне известно, метод сверхбыстрой заморозки из расплава используют достаточно давно, так что здесь особой новизны нет. Считается, что ленточные металлические сердечники вне конкуренции до частоты 20-30кГц. На более высоких частотах, благодаря малым потерям на вихревые токи, ферриты имеют бесспорное преимущество. К тому же ферритовые сердечники гораздо дешевле металлических, что немаловажно для любительских конструкций. Если вас интересует моё мнение, то мне кажется, что феррит в большей степени подходит в качестве материала для сердечника трансформатора инверторного сварочного источника.

Сердечники от строчных трансформаторов старых телевизоров УЛПЦТ.

Борьба с подмагничиванием производится ради увеличения размаха индукции :). Проблема подмагничивания для металлических сердечников решается так же как и для ферритовых - введением немагнитного зазора. Если использовать сердечник без зазора, то габариты трансформатора будут значительно больше, нежели если ввести зазор.

Не существует идеальных магнитных материалов. Металлические сердечники имеют определённые преимущества и недостатки, которые определяют и ограничивают область их применения. Металлические сердечники имеют большие потери на вихревые токи, что ограничивает размах той же индукции на высокой частоте (при повешении частоты выше 20кГц, для выбранного сердечника, витки на вольт практически не меняются).

Странное заблуждение. Вольтовитки трансформатора зависят от размаха индукции, а не от его конструкции. Просто обычно наилучшие магнитные параметры металлического листа ориентированы вдоль направления прокатки (анизатропность), поэтому сердечники из рубленных Ш-образных пластин имеют меньшую максимальную индукцию, чего не скажешь о витых сердечниках типа ШЛ и ОЛ (ну разумеется и тороидальных сердечниках)

Ну, разумеется, если исходя из местных условий, когда недоступность материала перечёркивает его дешевизну, на частотах до 30кГц можно использовать указанные металлические или пресспермовые сердечники (при условии их доступности).

Отжиг в поперечном поле позволяет сориентировать свойства поперёк направления проката. Межвитковая изоляция позволяет уменьшить потери на вихревые токи (уменьшить площадь петли гистерезиса и соотношение Br/Bs).

Под немагнитным зазором подразумевается рассечение магнитопровода в одном месте, а под полной разрезанностью подразумевается рассечение в двух местах, т.е. до разделения половин.

Имеется в виду материал магнитопровода.

БУ инверторного источника осуществляет достаточно большое количество взаимосвязанных управляющих и защитных функций. Использование резисторов ряда Е96 позволяет свести к минимуму настроечные операции при отладке БУ. Однако для некоторых резисторов ( в частности для R2-R15, R63, R73) можно выбрать ближайшие номиналы из ряда Е24. Возможные замены для транзисторов (VT1)BC489-КТ503Е, (VT2, VT3)BC337-КТ3102Ж(И), (VT4)BC490-КТ502В..Е. Диоды BAT43 можно заменить на любые маломощные диоды Шотки, диоды BYV27 на желательно оставить без изменения, остальные диоды КД522Б.
Критерии настройки подстроечных резисторов R48 и R62 изложены в описании к схеме. Резистором R37 выставляют минимальный ток сварки 5А в крайнем левом положении резистора - задатчика сварочного тока R2(рис.1). Резистором R42 выставляют максимальный сварочный ток, а резистором R44 частоту преобразования. Алгоритм настройки R42 и R44 постараюсь уточнить на рабочем образце в течении ближайшей недели (к сожалению описанный сварочный источник я продал три года назад и теперь придётся идти на поклон к его нынешнему хозяину :( ).

Никакой ошибки нет. Резисторы R69 и R71 включены параллельно, как и указано на схеме.

Заслуга в конструировании аппарата RytmArc всецело принадлежит фирме Castolin Eutectic, а я лишь его поремонтировал :).
Высылаю вам вид блока управления со стороны паек BU_Sold.jpg и со стороны деталей BU_Comp.jpg.
Здесь подстроечные резисторы R37 - "ton.min", R42 - "PW", R44 - "Fmax", R48 - "U|", R62 - "10B".
В статье (РАДИО N10, в нижней части левой колонки на стр.32, написано - "Узел на ОУ DA4.1 автоматически увеличивает частоту при сварочном токе менее 25..30А") не верно истолкован алгоритм работы узла на ОУ DA4.1. Данный узел выполняет защитные функции при КЗ на выходе источника и снижает частоту ШИМ, если ток ключевых транзисторов начинает превышать некое заданное значение - от 1.5А до 50А, что соответствует току сварки от 4.5 до 150А.
После сборки БУ его необходимо предварительно проверить и настроить без подключения силовой части. Для этого можно рекомендовать следующую методику:

1. Проверяем наличие стабильных напряжений +15В, +5В и -15В на выходе стабилизаторов DA6, DA7 и DA1.
2. Проверяем наличие опорного напряжения +2.5В на выводе 10 DA5.
3. С помощью потенциометра R62 устанавливаем напряжение +10В на выходе стабилизатора DA8. Все токовые и температурные пороги срабатывания защит привязаны к напряжению +10В и автоматически выставляются после установки этого напряжения.
4. Потенциометр R42 "PW" выставляем в максимальное сопротивление, а с помощью R44 "Fmax" устанавливаем частоту ШИ-сигнала (или частоту следования импульсов на выводе 14 DA5) равной 30кГц (или около этого).
5. Устанавливаем потенциометр регулятора тока R2 в минимум и имитируем нарастание тока транзисторов инвертора от 0 до 1.5А (от 0 до -0.23В на С13). На выходе DA3.3 напряжение меняется от 3.9 до 2.93B, а на выходе DA4.1 достигает значения 5.1В, но стабилитрон VD23 ещё не проводит (всё время на выводе 12 DA5 присутствует ШИМ сигнал максимальной частоты 30кГц). При дальнейшем увеличении тока напряжение на выходе DA4.1 поднимается выше 5.1В и частота ШИМ начинает уменьшаться (степень уменьшения регулируется с помощью R42).
6. Выставляем регулятор тока в максимум и имитируем нарастание тока транзисторов инвертора от 40 до 50А (от -6.17 до -7.72В на С13). На выходе DA3.3 напряжение меняется от 10 до 2.93B, а на выходе DA4.1 достигает значения 5.1В, но стабилитрон VD23 ещё не проводит (всё время на выводе 12 DA5 присутствует ШИМ сигнал максимальной частоты 30кГц). При дальнейшем увеличении тока напряжение на выходе DA4.1 поднимается выше 5.1В и частота ШИМ начинает уменьшаться. Одновременно отслеживаем, как ШИМ контроллер реагирует на нарастание тока (при увеличении тока должно уменьшаться заполнение импульсов).
7. Выставляем регулятор тока R2 в минимум и резистором R37 добиваемся, чтобы длительность импульсов не становилась менее 15% периода (для F=30кГц 5мкс).

???
О консруктивном выполнении немагнитного зазора в сердечнике силового трансформатора.

Необходимо принять некоторые меры, чтобы срезы сердечников расположить в одной плоскости. В качестве немагнитной прокладки можно использовать бумагу или слюду.

Сечение обмотки питающего трансформатора изображено на рисунке.

Возможно, КР1156ЕУ2 даже лучший вариант нежели 1114ЕУ1, но если Вы уже на 90% собрали плату БУ, то стоит ли теперь говорить о замене TDA4718A? А вообще с подобной проблемой столкнулись многие читатели. Так что в самом деле надо искать альтернативу для TDA4718A. К сожалению, определённые проблемы мне не дают возможности в данный момент заниматься решением этой проблемы. Обещаю, что как только с этими проблемами разберусь, то первое чем займусь - это TDA4718A>>>>КР1156ЕУ2 :-).

BYV27/200 имеет максимальный средний ток 2А, импульсный 50А, обратное напряжение 200В, время обратного восстановления 25нс.

C16 - 0.033мкФ, С17 - 100пФ.

Да, к выходу DA8 (+10В) должен быть подключен конденсатор 100мк х 25В. С10 электролит 1мк х 50В (забыли дорисовать плюсик :-)). Если заметите ещё какие-либо неточности, то пожалуйста сообщите, будем вносить изменения.

BYV54V200 содержит 2 диода на 50А с максимальным обратным напряжением 200В и временем восстановления <60нс. В источнике используется по два BYV54V200, включенных параллельно. В качестве замены можно использовать один или разумное количество параллельных диодов (в данном случае их желательно подобрать по прямому падению напряжения) с допустимым обратным напряжением и временем обратного восстановления не худшими, чем у оригинала. Например, два BYV54V200 можно попытаться заменить десятью КД2995Д. BYT30PI600 один диод на ток 30А с максимальным обратным напряжением 600В и временем восстановления <60нс. Можно использовать любой другой диод, имеющий аналогичные параметры.
BAT43 - маломощный диод Шоттки (0.2А, 30В). Можно заменить любым маломощным диодом Шоттки.
BA159 (на рис.13 ошибочно обозначен как ВАТ159) имеет максимальный средний ток 1А, импульсный 35А, обратное напряжение 1000В, время обратного восстановления 250нс (подобным добром завалены все радиорынки).
BYV27-200 имеет максимальный средний ток 2А, импульсный 50А, обратное напряжение 200В, время обратного восстановления 25нс.
BYW98-200 имеет максимальный средний ток 3А, импульсный 70А, обратное напряжение 200В, время обратного восстановления 35нс.
PC702V можно заменить на Н11А2, Н11А3 (Motorola), а так же можно попытаться заменить на АОТ128А.
LF347 - быстродействующий ОУ с Ку=25000 и временем нарастания напряжения 13В/мкс. К сожалению под рукой не оказалась Гутникова, чтобы подобрать для этой м/с отечественный аналог. Но обычно с приобретением этой м/с особых проблем не возникает.
Вероятно, единственной проблемой является м/с ШИМ контроллера TDA4718A.

Да, TDA4714C и TDA4716C являются достаточно близкими аналогами TDA4718. В отличие от TDA4718A, TDA4714C и TDA4716C не могут синхронизироваться от внешнего генератора (что, в общем-то, и не требуется) и не имеют компаратора контроля понижения напряжения (а вот это уже не хорошо). Последний недостаток можно исправить, навесив на вход Overvoltage два внешних компаратора. Или, в крайнем случае, махнуть на него рукой, уповая на стабильность питающей сети и эффективность токовой защиты (но лучше так не делать). Привожу соответствие ножек TDA4714 и TDA4716 ножкам TDA4718:

TDA4718	TDA4714	TDA4716
1	14	16
2	8	8
3	9	9
4	10	12
5	-	-
6	-	-
7	11	13
8	12	14
9	13	15
10	1	1
11	2	2
12	4	4
13	3	3
14	-	-
15	5	5
16	6	6
17	-	-
18	7	7

Кроме этого у TDA4716 нужно соединить ножки 10 и 11.

Реле К1 и К2 должны срабатывать от постоянного напряжения 24 вольта. Контакты реле К1 должны быть способны коммутировать ток величиной не менее 20А, при напряжении ~220В (в оригинальной конструкции используется два 15А реле, контакты которых включены параллельно). В качестве реле К2 можно использовать реле аналогичное К1 или любое другое способное включать-выключать используемый вентилятор.

Конденсаторы С4 и С5 имеют рабочее напряжение 400В.
Можно порекомендовать следующий трансформатор:
Габаритная мощность - 15...20Вт
I - 220в, 70мА
II - 20в, 300мА
III - 20в, 300мА
IV - 10в, 100мА
V - 10в, 100мА
О конструктивном исполнении трансформатора питания электронных узлов инвертора.
(Обмотки IV и V) Сечение обмотки питающего трансформатора изображено на, приведённом выше, рисунке trans.gif Изоляция между обмотками IV, V и остальными обмотками может быть выполнена из электрокартона, текстолита и т.д. толщиной 1-2мм. Перед использованием необходимо проверить изоляцию с помощью мегомметра на 1000В. Сопротивление изоляции не менее 100МОм.
На одном радиаторе установлены транзисторы VT1, VT2, диоды VD3-VD6 и резисторы R5, R6. На другом радиаторе (тот, который видно на рис. 2) установлены диоды VD1, VD2, VD7, VD10. Оба радиатора аналогичны, размером 10х10х3.5см, с односторонним оребрением площадью около 900см^2.

Возьмем фрагмент из статьи (Радио-2003, №9, с.32):
На рис. 5 изображена упрощенная схема однотактного прямоходового полумостового инвертора. Когда транзисторы VT1 и VT2 открыты, энергия первичного источника напряжения U1 через трансформатор Т1 передается в нагрузку. Магнитопровод трансформатора намагничивается в прямом направлении (участок 1-2 на рис. 6)... Рассмотрим более подробно процесс намагничивания магнитопровода, для чего рис. 6 совместим с рис. 8, предполагая, что пропорциональная зависимость между током i и напряженностью Н учтена в масштабе рисунков по соответствующим осям. Результат представлен в прилагаемом к вопросам рисунке Вопрос 1. Правильно ли на рисунке отображен процесс намагничивания магнитопровода (чертежи а) и b)) по характерным точкам 1-5? Есть подозрение, что совмещать диаграмму полного тока в первичной обмотке с кривой намагничивания нельзя, потому что как указано на с. 33, (ЭДС одного витка вычисляют по формуле e=dBSC/dt...), моментам 2-3 и 4-5 будут соответствовать бесконечные величины ЭДС.
Вопрос 2. Возможно, правильному отображению процесса намагничивания магнитопровода соответствуют чертежи a) и c) с характерными точками 1’-5’? В этом случае противоречий не возникает, но совершенно непонятно, куда девается прямоугольная импульсная составляющая тока в первичной обмотке и почему она не участвует в процессе намагничивания. Ведь если взять слегка преобразованную формулу (3) (с. 33) в виде f*dB*k0*J*Sc*So=100*P, совершенно ясно, что мощность Р (а значит, и прямоугольная импульсная составляющая тока в первичной обмотке) определяет требуемый размах индукции DB. И это тем более непонятно, если сравнивать величины импульсной составляющей (46,7 А) и намагничивающей составляющей (1,83А). Интуитивно кажется, что намагничивающий ток 1,83 А не сможет передать 10 кВт мощности, как в Вашем примере, во вторичную обмотку. И если вернуться к формуле e=dB*SC/dt, соответствующей закону Фарадея по электромагнитной индукции, именно за счет изменения полной магнитной индукции в первичной обмотке во вторичной возникает ЭДС требуемой мощности.
Отсюда последний вопрос:
Вопрос 3. Почему в намагничивании магнитопровода не участвует прямоугольная импульсная составляющая тока в первичной обмотке? Помогите, пожалуйста, разобраться, как правильно применять приводимые в статье формулы.

Ваши рассуждения справедливы для дросселя. Ток первичной обмотки трансформатора складывается из тока намагничивания сердечника и тока вторичной обмотки, поделённого на коэффициент трансформации (полезного тока). Т.е. ампервитки вторичной обмотки компенсируют ампервитки первичной и полезный ток первичной обмотки не участвует в намагничивании магнитопровода. В частности этим поясняется возможность получения практически прямоугольной формы вторичного тока трансформатора.

Сварочный аппарат RytmArc фирмы Castolin Eutectic предназначен для ручной электросварки постоянным током 5..140А (Радио N8 за 2003 год). При максимальном сварочном токе аппарат потребляет от сети ток 19А. Сварку можно производить любыми сварочными электродами диаметром до 4мм. Габариты (длина х ширина х высота) 350 х 220 х 150 (габариты ориентировочные, т.к. у описанного в статье аппарата сейчас новый хозяин). Различные виды источника и вид блока управления со стороны паек BU_Sold.jpg и со стороны деталей BU_Comp.jpg. На этих же видах хорошо просматривается конструкция дросселей и трансформатора тока. Кроме этого есть соответствующее описание в статье.

Можно.

В статье рекомендуется ленточный Ш-образный сердечник ШЛ25х32. При сборке магнитопровода в его зазоры нужно установить немагнитные прокладки толщиной 1мм(как рекомендуется в статье), тогда суммарный зазор будет 2мм(так как силовая магнитная линия пересекает на своём пути два немагнитных зазора длиной по 1мм).

Частично разница объясняется различием напряжения Vcc. В моём случае 220в, а в даташите на IRG4PC50U - 480в. Используемая мной методика расчёта динамических потерь является общепринятой, а значения tr и tf взяты, из того же даташита, для температуры кристалла 150гр.С. Возможно спецы из International Rectifier несколько сгущают краски, на всякий случай :). Подтверждением этому служит работоспособность аппарата.

Да, любят у нас разные иностранные словечки :).
RCD-цепочки (они же фиксирующие) используются для ограничения времени нарастания напряжениея на запираемом транзистор. Анализ работы цепочки, для случая обратноходового преобразователя, а так же рекомендации по её расчёту приводятся, например, в книге Б.Ю.Семёнова "Силовая электроника для любителей и профессионалов", на стр.230. Для случая прямоходового преобразователя эти рекомендации приводятся выше по тексту.

Как уже говорилось ранее, статья была написана с той целью, чтобы дать доступную методику расчёта электромагнитных компонентов подобных источников, а не чтобы дать каждому возможность собрать у себя дома RytmArc :). Родной сердечник намотан на П-образном феррите, с параметрами близкими к НМС. Разумеется, расчёт в журнале теоретический вариант, но по данной методике я рассчитывал и изготавливал трансформаторы, которые потом успешно использовались в прямоходовых преобразователях.

Вот здесь выложено описание сварочного аппарата собранного, возможно, по мотивам моей публикации в РАДИО. Блок управления этого источника собран на UC3845. Автор данной конструкции утверждает, что она работоспособна и даёт рекомендации по её сборке и настройке.

На DA3.2 собран сумматор, который суммирует (со знаком -) сигнал обратной связи по току, с выхода DA3.2, и сигнал задания с выхода R2. Причём суммирование происходит на входе DA3.2, а он лишь усиливает ошибку. Вполне возможно, что в отсутствии токового сигнала, выход DA3.2 будет зашкаливать. Для проверки схемы сумматора можно имитировать токовый сигнал. Исходя из коэффициента трансформации Т2 (1/10) и шунта R3-R8 можно предположить, что при максимальном сварочном токе (Iи=46.7А) на выходе схемы рис.10 будут присутствовать импульсы Uдти=1.71В. Это импульсы усиливаются каскадом на DA3.1 до 7.2В и запоминаются на С13. Это как-раз ровно столько, чтобы скомпенсировать напряжение поступающее с движка R2 (10В через 13.32к, то же самое, что 7.2В через 10к).

Да, диод VD22 нужно развернуть.

CFR (схема изображена на рисунке)- это блок согласования с пультом дистанционного управления (ПДУ).

Сначала обратимся к классикам:
Вот что пишется по этому поводу, для МДП-транзисторов, в книге П.А. Воронина "Силовые полупроводниковые ключи" на стр.271 - ... для высоковольтных транзисторов, с целью защиты от всплесков стокового напряжения, рекомендуется устанавливать небольшое отрицательное смещение Ein, порядка 2...5 В.
С другой стороны В.П. Дьяконов и др. в книге "Энциклопедия устройств на полевых транзисторах" на стр.72 пишут - ... как отмечалось, некоторые изготовители МДП-транзисторов вводят внутренний стабилитрон для защиты затвора. В этом случае недопустима даже кратковременная подача отрицательного напряжения между затвором и истоком.

Мне данной проблемы удавалось избегать, но думаю я смогу её прокомментировать.
Откуда же берётся всплеск стокового напряжения на закрытом транзисторе, упоминаемый Ворониным?
Обычно он вызывается колебательным процессом в контуре образованном паразитной индуктивностью в цепи стока и ёмкостью Сси. В этом случае в цепи затвора запертого транзистора протекает ток i=Сзс*dUси/dt. При некотором критическом значении dUси/dt падение напряжения i*(Rз+Rи) (Rз -сопротивление в цепи затвора, Rи - выходное сопротивление драйвера) может превысить значение напряжения отсечки Uo и транзистор откроется (следовательно, кроме всего прочего, данное условие накладывает ограничение на максимальное значение Rз). Из сказанного следует, что, возможно, более надёжным путём борьбы с самопроизвольным отпиранием транзистора являеся ограничение dUси/dt различными демпферирующими RC и RCD цепочками, что в общем-то с успехом и сделано в однотактном инверторе источника RytmArc.

Необходимость защиты источника от понижения напряжения уже была правильно обоснована многими участниками форума. Что касается RytmArc, то не всё так плохо как кажется на первый взгляд. Реальный диапазон источника гораздо шире - где-то от 180 до 260В (ведь источник так же рекомендован для сетей с номинальным напряжением 240В). Ошибочка вкралась на этапе рисования схемы источника, когда не верно была идентефицирована ёмкость конденсатора С31. На самом деле эта ёмкость имеет номинал 0.47мк.

В схеме всё правильно. На вторичной обмотке разделительного трансформатора должно быть не менее 8В. Kтр<=U1/U2=15/8=1.875.

Сделал 1,788, ноль получился нарастающим и по форме и с расширением импульса. Крайние точки: -20мВ при t=5мкс (спад), +640мв при t=max (фронт). Запуск есть. Нагрузил драйвер 4700пф, ноль на выходе не более 900мв. Смущает форма на первичке ТГР. При макс. рабочем импульсе (-) вверху перед спадом имеется "скол" на половину паузы. По мере сужения рабочего импульса "скол" смещается вниз и охватывает всю паузу и далее начинает падать тот уровень, что выше +15.

Что касается формы напряжения на первичке, то так должно и быть.

Исследовал свой контроллер. При минимальном задании (график прилагаю): 5 мкс можно выставить при напряжении Uc13=0...-0,035. С ростом (по модулю) напряжения Uс13 импульс сужается до 0,6мкс (в среднем положении R37, весь диапазон 0,1...1,5мкс) при -0,63В и далее не меняется (VD22 закрыт и потенциал входа DA5/4 зависит только от R35-R37). Но с напряжения Uс13=-0,44В начинает снижаться частота от воздействия на вход DA5/16. При максимальном задании (на словах). R37 в среднем положении, R42 и R44 пропорционально смещены от среднего для получения 30кГц. До -6,35В импульс 14,8мкс. Импульс сужается от 14,8мкс до 0,6мкс при изменении Uс13=-6,35...-8,15В и далее не меняется. Но при Uc13=-7,9В начинает падать частота и при -8,4В импульсы исчезают. Может все это пригодится кому. Хотя-бы для сравнения.

Согласно приведённых данных, максимальная индукция в сердечнике достигает значения 0.3Тл. Что касается Epcos, то они даже потери не указывают для такой индукции, максимум для 0.2Тл. Для указанного типа и количества сердечников, суммарный объем феррита составит 0.0002358м^3. Для размаха индукции 0.2Тл и частоты 30кГц, потери в сердечнике составят около 35Вт (150кВт на м^3, согласно данных Epcos). При повышении размаха индукции в 1.5 раза потери возрастут примерно в 1.5^1.5=1.84 раз и составят 35*1.84=65Вт, а может быть и больше. Очень может быть, что при этом до феррита будет больно дотронуться.
В данном случае стоит уменьшить размах индукции до 0.15-0.2Тл или усиленно охлаждать трансформатор, т.к. с повышением температуры сердечника сильно снижается значение Bs, что в конце концов может привести к насыщению сердечника со всеми вытекающими последствиями.
Что касается расчета, то можете использовать методику, согласно которой размеры трансформатора определяются по формуле:
So*Sc=100*Pгаб/(2*Bm*F*J*Ko) см^4
где: So*Sc - произведение площади окна сердечника на площадь его сечения, см^4;
Pгаб - произведение максимального напряжения, приложенного к первичной обмотке, на ток через неё, Вт;
Bm - максимальная индукция (в данном случае 0.15-0.2Тл);
F - частота в герцах;
J - плотность тока. Если трансформатор рассчитан на непрерывную работу, то J=4А/мм^2;
Ko - заполнение окна. Для Ш-образного трансформатора Ко=0,33.
Далее выбираете подходящий по габаритам сердечник и определяете напряжение витка:
Eв=0.0004*Bm*F*Sc
А затем сечение провода для каждой обмотки:
S=I/J

Для этого дросселя можно использовать горячекатанную сталь (марка 1521, использовалась в древних трансформаторах и имеет тёмный цвет) толщиной менее 0.35мм или современную холоднокатанную (светлая) сталь толщиной менее 0.1мм. Холоднокатанная сталь толщиной 0.35мм слишком толстая. При отсутствии требуемого железа, в качестве альтернативы, можно использовать сердечник из порошкового железа (IronPowder) или феррита. Так как через обмотку дросселя протекает практически постоянный ток, то для её изготовления можно использовать сплошную медную или алюминиевую шину. При этом коэффициент Ko не менее 0.4. Так как ПН сварочного источника менее 100% (обычно 60%), то плотность тока в обмотке можно поднять до 5-6А для меди и 3-3.5А для алюминия (при этом дроссель должен принудительно охлаждаться).
1. Сначала рассмотрим вариант ферритового сердечника. Допустим, что в нашем распоряжении есть П-образные сердечники ПК40х18 из феррита М3000НМС1. Если принять максимальную индукцию равной 0.33Тл, то для получения индуктивности 30мкГн, при токе 315А, потребуется сердечник с габаритами:
ScSo=100*L*I^2/(Bm*J*Ko)=100*30*10^-6*315^2/(0.33*6*0.4)=375см^4
Так как один комплект ПК40х18 имеет Sc=2.2см^2 и So=14.4см^2, то для реализации требуемого сердечника потребуется 12 комплектов (можно сформировать Ш-образный сердечник из 6+6 комплектов).
Обмотка состоит из:
W=100*So*Ko*J/I=100*14.4*0.4*6/315=11 витков.
Шины сечением:
S=I/J=315/6=52.5мм^2
Можно попытаться использовать шину 10х5мм.
Определим немагнитный зазор:
y=I*W/(796*Bm)=315*11/(796*0.33)=13.2мм
Реально, из-за распухания поля в зазоре, потребуется в 2-3 раза больший зазор. Поэтому при намотке обмотки дросселя можно сразу расчитывать, что окно будет выше на 10мм. После сборки дросселя необходимо подобрать такой зазор, который обеспечит требуемую индуктивность 30мкГн.
2. Теперь рассмотрим вариант дросселя на торроидальном сердечнике из порошкового железа, производства фирмы MICROMETALS.
Так как сердечник не позволяет полностью использовать окно, то снизим коэффициент заполнения окна до значения Ko=0.25. Если принять максимальную индукцию в сердечнике равной 1Тл, то для получения индуктивности 30мкГн, при токе 315А, потребуется сердечник с габаритами:
ScSo=100*L*I^2/(Bm*J*Ko)=100*30*10^-6*315^2/(1*6*0.25)=198см^4
Выбираем тор T520, имеющий Sc=5.24см^2, So=48см^2 и ScSo=251см^4. В окне можно разместить:
W=100*So*Ko*J/I=100*48*0.25*6/315=22 витка.
Шины сечением:
S=I/J=315/6=52.5мм^2
Исходя из полученных витков и общей индуктивности дросселя, определим индуктивность одного витка:
AL=L/W^2=30*10^-6/22^2=62нГн
Наиболее подходящими являются сердечники Т520-34 и Т520-35, имеющие AL=65нГн.
Для изготовления обмотки можно использовать мягкий медный многопроволочный кабель сечением 50м^2. Перед намоткой с него необходимо снять пластиковую (или резиновую) изоляцию и обмотать киперной лентой или ХБ тканью, которая и будет использоваться в качестве изоляции. После намотки пропитать обмотку пропиточным лаком и просушить.
Примечание: Если измерить индуктивность готового дросселя обычным L-метром, то тот покажет индуктивность примерно в два раза выше требуемой. Не стоит беспокоится и спешно отматывать витки. При наличии тока подмагничивания, индуктивность примет расчётное значение.